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IR1150是一種連續(xù)電流模式PFC控制芯片，僅有8個(gè)引腳。它采用了IR公司特有的單周期控制技術(shù)，為有源功率因數(shù)校正電路提供了一種成本低廉、設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單的解決方案。如1 KW服務(wù)器開關(guān)電源中，與傳統(tǒng)基于乘法器的CCM系統(tǒng)相比，IR的PFC解決方案可節(jié)省40％的電阻電容，節(jié)省50％的PFC控制器電路板面積。在功率密度問題上更為突出的小功率應(yīng)用中，如大功率筆記本和液晶電視適配器，若采用CCM模式的IR1150控制器，則意味著降低峰值電流，對(duì)EMI濾波器的要求也可降低43％。



l.1 IR1150的主要特性

——單周期控制技術(shù)；

——無需輸入電壓采樣；

——50kHz～200 kHz工作頻率設(shè)定；

——輸出過壓、欠壓、空載保護(hù)；

——每周期電流峰值限制；

——高達(dá)1．5A的門極驅(qū)動(dòng)；

——最大脈寬限制為98％；

——軟啟動(dòng)，微功率啟動(dòng)及休眠節(jié)能模式。



l.2主要管腳功能介紹

腳2(FREQ)頻率設(shè)定端該引腳通過接地電阻設(shè)定芯片工作頻率，設(shè)定范圍為50～200 kHz。

腳3(ISNS)電流反饋輸入端該引腳接收電感電流檢測(cè)信號(hào)并提供峰值電流限制功能。該引腳上接收的是檢測(cè)電阻上的負(fù)電壓，該電壓反映了電感電流的變化。

腳4(OVP／ENA)輸出電壓采樣輸入端用于過壓保護(hù)和“休眠模式”使能。當(dāng)該引腳電壓高于105．5％VREF腳8驅(qū)動(dòng)輸出將被強(qiáng)制關(guān)閉。當(dāng)該引腳電壓降低到O.62 v以下，芯片進(jìn)入電流消耗僅為200MA的“休眠模式”，符合待機(jī)功率小于1w的Blue Angel和“能源之星”節(jié)能標(biāo)準(zhǔn)。

腳5(COMP)電壓環(huán)誤差放大器輸出端該引腳經(jīng)過外部阻容電路接地，構(gòu)成電壓環(huán)路補(bǔ)償電路。若出現(xiàn)輸出空載以及輸出電壓過低的情況，該引腳將被強(qiáng)制置為低電平。腳6(VFB)輸出電壓反饋端 電壓環(huán)誤差放大器反向輸入端，輸出電壓經(jīng)過電阻分壓后接人該引腳，通過該引腳的作用來控制電路輸出電壓。腳8(CATE)芯片驅(qū)動(dòng)輸出端可以提供最高1．5A的輸出電流。

2 IR1150單周期控制技術(shù)分析

2.1 單周期控制技術(shù)介紹

近年來單級(jí)PFC的研究集中于如何簡(jiǎn)化傳統(tǒng)的PFC控制電路結(jié)構(gòu)，避免對(duì)輸人電壓采樣和使用復(fù)雜的模擬乘法器。IR1150使用的最新PFC控制技術(shù)——單周期控制很好地解決了這個(gè)問題。單級(jí)PFC電路的控制目的是要使輸入電流ig的低頻波形(50 Hz)跟隨全波整流后的輸入電壓波形Vg同時(shí)又要保持輸出電壓恒定為Vo。若控制電路的控制策略滿足了輸入電流與輸入電壓成比例，整個(gè)變換器可以等效為一個(gè)電阻Re則有

V1(t)和V2(t)的比較即可確定占空比D。由方程組可知，OCC需要一個(gè)積分環(huán)節(jié)。因?yàn)閷?duì)于工頻輸入電流波形來說開關(guān)頻率紋波可以忽略，則ig可通過采樣輸入電感電流iLin獲得。



2．2 單周期控制的電路實(shí)現(xiàn)

IR1150內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示，控制環(huán)路包括一個(gè)外部的電壓環(huán)和一個(gè)內(nèi)部的電流環(huán)。輸出電壓通過分壓電阻接人腳6(VFB)，該引腳內(nèi)部接入電壓誤差放大器OP2反向輸入端，反饋電壓通過與VREF比較后得到控制電壓VmoVm一路與腳3(CS)電流檢測(cè)端輸入信號(hào)經(jīng)過運(yùn)算得到V1(t)；另一路經(jīng)過誤差放大器OP3構(gòu)成的帶有復(fù)位開關(guān)的積分器得到三角波V2(t)。之后V1(t)與V2(t)接入比較器COMP。

工作波形如圖3所示。一個(gè)周期內(nèi)的工作狀態(tài)，首先是在t1時(shí)刻時(shí)鐘CLOCK產(chǎn)生的脈沖將RS觸發(fā)器置位，Q端輸出高電平，通過驅(qū)動(dòng)電路開通開關(guān)管，Q端為低電平，積分器OP3工作，三角波V2(t)開始上升，直到t2時(shí)刻V2(t)達(dá)到V1(t)的幅值，比較器COMF翻轉(zhuǎn)輸出高電平，將RS觸發(fā)器復(fù)位，Q端輸出低電平，開關(guān)管關(guān)斷。直到下一個(gè)周期初始(t3時(shí)刻)又開始重復(fù)上述過程。

由上可知，開關(guān)管占空比，D是由V1(t)與V2(t)比較所確定的。V1(t)即反映了電感電流的大小，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了每周期的電流峰值限制。

3 基于IR1150的Boost PFC變換器設(shè)計(jì)

實(shí)驗(yàn)電路如圖4所示的BoostPFC電路，輸入電壓AC 220v，頻率50Hz。輸出DC 380V，開關(guān)頻率為100kHz，最大功率400w。相對(duì)于傳統(tǒng)的平均電流模式PFC電路，該電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，外部元器件數(shù)量少，非常適合功率電源模塊的PFC前級(jí)。

設(shè)計(jì)中需要注意以下幾個(gè)方面。

1)由于PFC電路的脈寬占空比是不斷變化的，所以引起的開關(guān)噪聲比恒定脈寬的變換器要大。芯片供電腳與地之間的耦合電容必須盡量靠近芯片，使芯片的供電具有良好的抗噪能力。耦合電容的選取與開關(guān)頻率、MOSFET的輸入電容和接于MOSFET 門極的電阻有關(guān)系，一般來說470nF的無極電容就可以滿足要求。

2)PFC電感匝間寄生電容會(huì)引起開關(guān)管開通時(shí)的漏極電流振蕩。圖5(a)所示為使用了雙層繞組PFC電感所引起的MOSFET漏極電流上升沿的振蕩波形。相比之下，如圖5(b)所示，使用了單層繞組PFC電感所引起的MOSFET漏極電流上升沿振蕩要輕微得多。

3)IR1150的驅(qū)動(dòng)能力很強(qiáng)，可以提供最大1．5A的門極快速驅(qū)動(dòng)。但是，高速驅(qū)動(dòng)脈沖也帶來了比較大的EMI問題，適當(dāng)?shù)卦陂T極添加驅(qū)動(dòng)電阻減緩驅(qū)動(dòng)脈沖的di／dt，可以降低變換器產(chǎn)生的開關(guān)噪聲，從而對(duì)前極的EMI濾波器的要求也相應(yīng)降低。



4)應(yīng)選擇快恢復(fù)二極管作為該電路的升壓二極管，以減小二極管反向恢復(fù)所引起的傳導(dǎo)和輻射干擾。在升壓二極管上并聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)也能取得較好效果。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖6所示,其中圖6(a)為該電路輸入電壓與電流波形，圖6(b)為輸入電流諧波含量。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示在輸出功率349w時(shí)功率因數(shù)達(dá)到了0．992，THD僅為5．9％。達(dá)到了理想的功率因數(shù)校正效果。