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音頻解碼器567功能概述

　　本文討論鎖相環電路，介紹NE567單片音頻解碼器集成電路。此音調解碼塊包含一個穩定的鎖相環路和一個晶體管開關，當在此集成塊的輸入端加上所先定的音頻時，即可產生一個接地方波。此 音頻解碼器可以解碼各種頻率的音調。例如檢測電話的按鍵音等。此音頻解碼器還可以用在BB機、頻率監視器和控制器、精密振蕩器和遙測解碼器中。

　　本文主要討論Philip的NE567音頻解碼器/鎖相環。此器件是8腳DIP封裝的567型廉價產品。圖1所示為這種封裝引腳圖。圖2所示為此器件的內部框圖，可以看出，NE567的基本組成為鎖相環、直角相位檢波器（正交鑒相器）、放大器和一個輸出晶體管。鎖相環內則包含一個電流控制振蕩器（ CC0）、一個鑒相器和一個反饋濾波器。

　　Philip的NE567有一定的溫度工作范圍，即0至＋70℉。其電氣特性與Philip的SE567大致相同，只是SE567的工作溫度為－55至125℉。但是，567已定為工業標準 音頻解碼器，有其它若干個多國半導體集成電路制造廠同時生產此集成塊。

　　例如，Anal·g Device提供三種AD567，EXar公司提供5種XR567，而National Sevniconductor提供3種LM567。這類不同牌號的567器件均可在本文討論的電路中正常工作。因此，本文以下將這類器件通稱為567音頻解碼器。

567的基本工作狀況有如一個低壓電源開關，當其接收到一個位于所選定的窄頻帶內的輸入音調時，開關就接通。換句話說567可做精密的音調控制開關。

　　通用的567還可以用做可變波形發生器或通用鎖相環電路。當其用作音調控制開關時，所檢測的中心頻率可以設定于0.1至500KHz內的任何值，檢測帶寬可以設定在中心頻率14%內的任何值。而且，輸出開關延遲可以通過選擇外電阻和電容在一個寬時間范圍內改變。

　　電流控制的567振蕩器可以通過外接電阻R1和電容器C1在一個寬頻段內改變其振蕩頻率，但通過引腳2上的信號只能在一個很窄的頻段（最大范圍約為自由振蕩頻率的14%）改變其振蕩頻率。因此，567鎖相電路只能“鎖定”在預置輸入頻率值的極窄頻帶內。567的積分相位檢波器比較輸入信號和振蕩器輸出的相對頻率和相位。只有當這二個信號相同時（即鎖相環鎖定）才產生一個穩定的輸出，567音調開關的中心頻率等于其自由振蕩頻率，而其帶寬等于鎖相環的鎖定范圍。

　　圖3所示為567用作音調開關時的基本接線圖。輸入音調信號通過電容器C4交流耦合到引腳3，這里的輸入阻抗約為20KΩ。插接在電源正電源端和引腳8之間的外接輸出負載電阻RL與電源電壓有關，電源電壓的最大值為15V，引腳8可以吸收達100mA的負載電流。

　　引腳7通常接地，面引腳4接正電源，但其電壓值需最小為4.75V，最大為9V。如果注意節流，引腳8也可接到引腳4的正電源上。

　　振蕩器的中心頻率（f0）也由下式確定：

　　f0＝1.1×（R1×C1）··············（1）

　　這里電阻的單位是KΩ，電容的單位是uF，f0的單位為KHz。

　　將方程（1）進行相應移項，可得電容C1之值：

　　C1＝1.1/（f0×R1）··············（2）

　　利用這二個公式，電容和電阻的值均可確定，電阻R1之值應在2至20KΩ的范圍內。然后，再由（2）式確定電容值。

　　此振蕩器在引腳6上產生一個指數型鋸齒波，而在引腳5上則產生一個方波。此音調開關的帶寬（以及PLL的鎖定范圍）則由C2及567內部的一個3.9KΩ電阻共同確定。而此電路的輸出開關延遲則由C3及集成電路內的一個電阻共同確定。

表1列出了Philip的NE567的電氣特性，所有其它廠家不同牌號的567芯片，其特性與表1大致相同。

　　圖4和圖5所示為如何使567產生精密的方波輸出。從引腳6處可以獲得非線性鋸齒波，但其用途有限，不過，在引腳5上可獲得性能極佳的方波。如圖4所示，其輸出方波的上升時間和下降時間為20nS。

　　此方波的峰到峰幅值等于電源電壓減去1.4V。這種方波發生器和負載特性極佳，任何大于1KΩ的電阻性負載均不會影響電路的功能。另外，此方波發生器的輸出也可以加至低阻抗負載，如圖5所示，引腳8輸出端的峰值電流高達100mA，但波形略差。

　　利用前述的振蕩頻率和電容計算公式（1）和（2），即可確定這類振蕩器的各種參數。同樣的，R1必須限制在2至20KΩ的范圍內。為使計算簡化，節約時間，決定振蕩頻率的元件數值也可以由圖6所示的諾模圖上直接讀出。

　　例如，需要此567振蕩器工作在10KHz，C1和R1的值可以是0.055uF和2KΩ，或者是0.0055uF和20KΩ。

　　在567的引腳2上加一控制電壓，即可使振蕩器的工作頻率在一個窄范圍內微調百分之幾。如果加上控制電壓，引腳2應接去耦電容C2，其值應大致為C1的2倍。

　　圖4和圖5的電路可以用不同的方式修改，如圖7至圖10所示。在圖7中，占空比或傳號/空號之比對所產生的波形而言是完全可變的，借助微調電位器R2，其變化范圍為27∶1至1∶27。另外，在每個工作周期內，C1交替充放電，充電是經電阻R1、二極管D1和R2的左側，而放電則通過電阻R1、二極管D2和R2的右側。只是隨著傳號/空號比率的改變，工作頻率略有改變。

　　圖8所示的電路可以產生正交方波，此振蕩器在引腳5和8上的二個方波輸出有90°的相位差。在此電路中，輸入引腳3通過接地。如果在引腳3上加有2.8V以上的偏置電壓，則引腳8上的方波有180°相移。

　　圖9和圖10所示為定時電阻值最大可為500KΩ左右的振蕩器的電路。這樣，定時電容C1之值即可按比例減小。在這二個電路中，在567的引腳6和R1、C1的節點間接有一個緩沖級。

　　在圖9中，這個緩沖級是一級晶體管射極跟隨器。踞遺憾的是，這一級的引入使波形的對稱性略差。相對應的是，圖10所示電路以一級運算放大器跟隨器作為緩沖級。這樣就不影響波形的對稱性。

567的五個輸出

　　567的五個輸出端子。其中二個（引腳5和6）提供振蕩器的輸出波形，而第三個輸出端子引腳8，則如前所述為567的主要輸出口。其余的二個輸出端為此解碼器的引腳1和2。

　　引腳2與鎖相環的相位檢波器輸出端相接，在內部被靜態偏置到3.8V。當567接收到帶內輸入信號時，此偏置電壓隨之改變，且在典型的0.95至1.05倍振蕩器自由振蕩頻率范圍內，偏置電壓的變化與輸入信號頻率呈線性關系。其斜率為每頻偏百分之一有20mV（即20mV/ f0）。

　　圖11所示為當567作為音調開關時，引腳2輸出和引腳8輸出之間的時間關系。圖中所示為在兩種帶寬（14%和7%）下的時間關系。

　　引腳1給出567正交相位檢波的輸出。當音調鎖定時，在引腳1上的平均電壓是此電路帶內輸入信號幅度的函數，如圖12的傳輸函數所示。當引腳1上的平均電壓被下拉到3.8V門限值之下時，集電極在引腳8上的內部輸出晶體管就導通。

　　帶寬的確定

　　當567被用作音調開關時，其帶寬（中心頻率的百分數）的最大值約為14%。此值與25至250mV均方根值的帶內信號電壓成正比。但是，當信號電壓由200變至300mV時，則不影響帶寬。同時，帶寬反比于中心頻率f0和電容器C2的乘積。實際帶寬為：

　　BW＝1070

　　BW的單位為中心頻率的百分數（%），而且，Vi≤200mVRMS。式中Vi的單位為V-RMS，C2的單位為uF。

　　通過試探和誤差處理來選擇C2，一開始可選擇C2的值為C1的2倍。隨后可增加C2的值以減小帶寬，也可減小C2的值以增加帶寬。

　　檢測帶寬的對稱性

　　所謂檢測整容的對稱性就是測量此帶寬與中心頻率的對稱程度。對稱性的定義如下：

　　（fmax＋fmin－2f0）/2f

　　這時fmax和fmin是相應于所檢測頻帶二邊沿的頻率。

　　如果一個音調開關的中心頻率為100KHz，而帶寬為10KHz，頻帶的邊沿頻率對稱于95KHz和105KHz，這樣，其對稱性為0%。但是，如果其頻帶相當不對稱，邊沿頻率為100KHz和110KHz，其對稱值增加到5%。

　　如果需要，可以用微調電位器R2和47KΩ的電阻R4在567的引腳2上加一外偏微調電壓，以使對稱值減至0，如圖13所示。將電位器的中間滑動觸點向上移則中心頻率降低，向下移則中心頻率升高。硅二極管D1和D2用作溫度補償。

以圖13所示的典型電路為基礎，很容易設計出實用的音調開關。頻率控制元件電阻R1和電容C1各值的選定可利用圖6的諾模圖。電容C2容量的選擇可以上述討論為基礎，由實驗確定。一開始可用其容量為C1的兩倍的電容，然后，若有需要可調整其值，以給出所要求的信號帶寬。如果對于頻帶的對稱性要求嚴格，可如圖13所示，加一對稱性調整級。

　　最后，使C3之值為C2的2倍。并檢查此電路的響應。如果C3太小，引腳8上的輸出可能會在開關期間因過渡歷程而發生脈沖。如C3選擇適當，則整個電路設計完畢。

可以從一個音頻輸入饋入任意多個567音調開關，以構成任何所希望規模的多音調開關網絡。圖14和圖15是二種實用的兩級開關網絡。

　　在圖14中的電路有雙音解碼器的作用。在二個輸入輸入信號中有任一個出現時，都可激勵出一個信號輸出。圖中，二個音調開關是由是一個信號源激勵的，而其輸出則由一個CD4001B型CMOS門集成塊來進行或非處理。圖15所示為二個567音調開關并行聯接，其作用有中一個相對帶寬為24%的單個音調開關。在此電路中，IC1音調開關的工作頻率設計成比IC2音調開關的工作頻率高1.12倍。因此，它們的轉接頻帶是疊合的。